Реферат: Усилитель многоканальной системы передачи
🛑 👉🏻👉🏻👉🏻 ИНФОРМАЦИЯ ДОСТУПНА ЗДЕСЬ ЖМИТЕ 👈🏻👈🏻👈🏻
Санкт-Петербургский Государственный Университет Телекоммуникаций
“Усилитель многоканальной системы передачи”
Данное курсовое проектирование заключается в теоретической реализации многокаскадного усилителя по заданным параметрам. Проектирование следует начать с эскизного расчета усилителя.
1. Эскизный расчет усилителя (п.2).
Выбрать транзистор выходного каскада (п.2.2).
Рассчитать режим работы выходного каскада (п.2.2).
Рассчитать требуемую глубину ОС F (п.2.3).
Выбрать транзисторы предварительных каскадов и рассчитать коэффициент трансформации входного трансформатора n` (п.2.4).
Рассчитать число каскадов усилителя N (п.2.4).
Проверить выполнение условия стабильности коэффициента усиления и уточнить глубину ОС (п.2.5) .
2. Построение и расчет цепи усиления (К – цепи) по постоянному току (п.3).
Построить схему К – цепи усилителя (п.3.1, 3.2).
Выбрать режим работы транзисторов предварительных каскадов и нанести выбранные токи и напряжения в цифрах на схему К – цепи (п.3.2).
Рассчитать сопротивления резисторов схемы (п.3.2).
Выполнить расчет нестабильности режима работы схемы (п.3.3).
3. Расчет коэффициентов усиления и параметров АЧХ (п.4.).
Рассчитать коэффициенты усиления каскадов и общий коэффициент усиления. Уточнить число каскадов.
Рассчитать частоты полюсов передаточной функции К – цепи. Уточнить типы транзисторов предварительных каскадов.
4. Расчет пассивных узлов структурной схемы усилителя (п.5).
Выбрать и рассчитать входную и выходную цепи.
5. Расчет и построение характеристик передачи по петле ОС (п.6).
Рассчитать высокочастотного обхода и асимптотические потери А т
(п.6.2).
Построить ЛАХ Т(f) оптимального среза и сделать вывод о достаточной глубине ОС при выбранных запасах устойчивости (п.6.3).
6. Составление принципиальной схемы усилителя, выводы по результатам проектирования (п.7).
Вариант задания параметров берем из таблицы П.4.I. приложения 4 в методических указаниях по курсовому проектированию.
Т.о. вариант № 34, Р 2
= 60 мВт. R 2
= 150 Ом. R 1
= 150 Ом. R вх
F
= 150 Ом. R вых
F
= 150 Ом. K F
= 60. S F
= 0,5 дБ. f н
= 6 кГц. f в
= 0,28 МГц. k Г
F
= 0,04%. E 0
= -24В. t c maz
= +40 0
C.
Для более наглядоного вида приведем все выше заданные технические параметры в виде таблицы:
Результирующая нестабильность коэффициента усиления с ОС
Максимально допустимая температура переходов
Коэффициент усиления усилителя с глубокой одноканальной обратной связью (рис. 2.1) определяется параметрами пассивных цепей.
Структурная схема усилителя без цепи ОС (цепь усиления) показана на рис 2.2
Цепь усиления должна коэффициент усиления, достаточный для получения заданного значения К F
и необходимо значения глубины ОС F. Цепь усиления содержит 2 – 4 каскада и функционально разделяется на выходной каскад и предварительные каскады усиления.
Цепь ОС представляет собой пассивный 4 -х
полюсник с вносимым коэффициентом передачи В 0
. Нагрузкой цепи ОС является сопротивление входного шестиполюсника на зажимах 6-6 R` г
. (рис. 2.1), а эквивалентным генератором с внутренним сопротивлением R`` г
– выходной шестиполюсник. (на зажимах 5-5).
Расчет усилителя принято вести, начиная с выходного каскада. Он выполняется по однотактной трансформаторной схеме (рис. 2.3), которой транзистор включается по схеме с общим эмиттером, имеющей наибольшей коэффициент усиления мощности, и работает в режиме «А».
Транзистор выходного каскада выбирается по двум основным условиям:
Р к
max
³ а н
· Р кр
max
, , где Р кр
max
= (4…5)P 2
, а н
= 1,4…2, .
Здесь Р кр
max
– максимальное рабочее значение мощности, рассеиваемой на коллекторе транзистора, с учетом работы в режиме «А» и потерь мощности сигнала в выходной цепи; Р к
max
– максимально допустимая рассеивая мощность на коллекторе (берется из справочных данных на транзистор); а н
-коэффициент запаса, введение которого предполагает использование транзисторов в облегченном режимах для повышения надежности; h 21 min
и h 21 max
– крайние значения коэффициента передачи тока из справочных данных; f T
**
– граничная частота коэффициента передачи тока в схеме с ОЭ; f h21
– частота среза по параметру h 21
.
Произведем расчет и сделаем выбор транзистора. Однако надо учитывать, что транзистор будем питать отрицательным зажимом источника питания, не так как показано на рисунке 2.3, а положительный зажим будем подавать на “землю”. Отсюда следует, что транзистор должен быть p-n-p, потому как если это будет n-p-n транзистор, то переходы будут смещены в обратном направлении, а значит ток по цепи коллектор – эмиттер течь не будет, в случае если это p-n-p транзистор переходы будут открыты и ток будет протекать.
Расчет: Р 2
= 60 мВт; f в
= 280 кГц; Р кр мах
= 4·60 = 240 мВт; а н
· Р кр мах
=300·1,8 = 430 мВт. Р к мах
= 1 Вт.
Р к мах
³ а н
· Р кр мах
. Из p-n-p транзисторов подходит КТ629А по мощности, проверяем частотные свойства. f h21
= 4,1 МГц > 3·0,28 = 0,84 МГц. Þ Подходит по всем условиям.
Режим работы транзистора, определяемый током покоя коллектора I к
и постоянной составляющей напряжения на переходе U кэ
, должен быть таким, чтобы во внешней нагрузке обеспечивалось необходимая номинальная мощность сигнала и параметры предельных режимов работы транзистора не превышали максимально допустимых. По мощности и заданному напряжению источника питания Е 0
определяем режим работы выходного транзистора:
U кэ
= а·Е 0
= 0,63·Е 0
= 15 В. (2.4).
I к
= Р кр
max
/U кэ
= 240/15 = 16 мА. (2.5).
Где а = 0,6…0,8 – коэффициент, учитывающий, что часть напряжения источника питания упадет на резисторе цепи эмиттера по постоянному току. Должны выполняться следующие условия применительно к выбранному транзистору:
U кэ
max
³ 2U кэ
, 50 > 15·2 = 30; (2.6);
i к
max
³ а н
·I к
, 1000 > 16·1,8 = 28,8; (2.7);
t пр
max
£ (0,9…0,95)·t п
max
; (2.8).
Максимально допустимые значения Р к мах
, i к
max
, U кэ
max
от температуры перехода, определяемых величин тепловых сопротивлений: промежутков переход – окружающая среда (R пс
), переход – корпус (R пк
), корпус – окружающая среда (R кс
). При выборе транзистора желательно обойтись без внешнего теплосвода. В этом случае:
t пр мах
= t c
мах
+ R пс
·P kp max
= 40 + 120·0,24 = 68,8 0
С; (2.9).
Проверяем условие (2.8): 68,8 0
С < 0,9·135 0
С = 121,5 0
С. Все условия (2.6, 2.7, 2.8) были соблюдены, а так же в реальной схеме можно обойтись без теплосвода, так как условие (2.8) соблюдено.
Приведем параметры выбранного транзистора в виде таблице:
По найденным значениям U кэ
и I к
находим оптимальное сопротивление нагрузки выходного транзистора для переменного тока.
R н
= x·U кэ
/x i
I k
= 15·0,8/0,8·16 = 937,5 Ом (2.13).
Где x - коэффициент использования коллекторного напряжения (для транзистора средней и высокой мощности), x = 0,7…0,8; x i
– коэффициент использования коллекторного тока x i
= 0,8…0,95.
Вычислим коэффициент трансформации выходного (КПД трансформатора равен 1):
мВт > 1,2·P 2
= 1,2·60 = 70 мВт. (2.15)
Условие выполнено, переходим к следующему пункту.
Основное назначение ОС заключается в уменьшении нелинейных искажений и повышении стабильности коэффициента усилителя. Требования по линейности оказываются, как правило, более жесткими и определяют необходимое значение глубины ОС.
где k Г
F
= 0,04 - коэффициент гармоник усилителя с ОС, приведенный в задании параметров.
k Г
= коэффициент гармоник усилителя без ОС, который следует принять равным ориентировочно (2…3)%.
Нелинейные искажения усилителя определяются выходным каскадом, к входу которого приложено наибольшее напряжение сигнала.
Для расчета общего числа каскадов N усилителя (рис 2.2) следует выбирать транзисторы предварительных каскадов из серии маломощных транзисторов, проверив их только по одному условию – частоте. Подходят все транзисторы p-n-p типа f h21
³ (1,5…3)f В
. В каскадах предварительного усиления целесообразно использовать одинаковые транзисторы.
При проектировании входного каскада следует выбирать условия работы, соответствующие малому значению коэффициента шума и, в частности обеспечивать оптимальное для транзистора входного каскада значение сопротивления источника сигнала. Поэтому связь цепи усиления с источником сигнала целесообразно делать трансформаторной (рис. 2.2). коэффициент трансформации входного трансформатора n` выбирается из условия получения оптимального по шумам сопротивления источника сигнала R Г1 опт
для транзистора входного каскада.
Величина R Г1 опт
зависит от частотных свойств транзистора (R Г1 опт
= 200…500, при f Т
£ 0,1 ГГц; R Г1 опт
= 100…300, при 0,1£ f Т
£ 1 ГГц; R Г1 опт
= 50…150, при f Т
³ 1 ГГц;).
Число предварительных каскадов усиления и типов транзисторов для них определяется следующими двумя критериями:
1) коэффициент усиления без ОС К должен быть достаточным для обеспечения заданного значения К F
при требуемой величине F;
2) транзисторы этих каскадов должны быть достаточно высокочастотными, чтобы выполнялись условия устойчивости (п.6).
Где M = n`R вх
(1+R 1
/ R вх
)K F
F/[n``R 2
(1-R 1
/ R вх
F
)h 21 N
]; (2.19).
b – коэффициент, учитывающий потери в межкаскадных цепях, b = 0,5…0,75; h 21
– параметр транзисторов предварительных каскадов, а h 21 N
– параметр выходного транзистора. Входного сопротивление усилителя без ОС R вх
» h 11
,1
/(n`) 2
, где h 11,1
= 300…3000 Ом. При согласовании входного сопротивления усилителя с внутренним сопротивлением источника сигнала (R 1
= R вх
F
).
M = (h 11,1
+ R Г1 опт
)K F
F/(2n`n``R 2
h 21N
); (2.20).
Для выполнения условия (20) достаточно, чтобы:
Производим выше приведенные расчеты:
M = (300 + 125)·60·50/(2· 2,5· 0,91·150·61) = 30,53; (2.20).
N ³ 1+lg30,53/lg[0,75·37] = 1 + 1 @ 2; Þ N = 2; (2.18).
Все условия (2.18 … 2.21) были соблюдены.
Из выражения (2.18) определяем число каскадов, равное двум.
Нестабильность коэффициента усиления связана с разбросом параметров элементов и отклонением режима работы активных элементов схемы из–за изменения температуры окружающей среды и напряжения источника питания. Поскольку режимы работы стабилизируются, а разброс номинальных значений пассивных элементов невелик, то основная нестабильность S F
вызывается значительным разбросом коэффициента усиления по току транзисторов в схеме с общим эмиттером h 21
.
Относительная нестабильность коэффициента усиления усилителя с ОС в F раз меньше, чем относительная нестабильность коэффициента усиления усилителя без ОС. Стабильность коэффициента усиления будет л удовлетворять требованиям технического задания, если
Здесь S F
– результирующая относительная нестабильность коэффициента усиления, выраженная в дБ и соответствующая его изменениям от минимального до максимального значений; F MS
– местной ОС, а если ее нет, то F MS
= 1.
Проверим условие (2.22): F = 50 > 0,75·20·2(lg(70/20) + lg(150/25))/0,5 = 39,67.
Приведем в виде таблицы параметры выбранного транзистора:
Выбранный транзистор используется в предварительном каскаде усиления.
3. Выбор схемы цепи усиления и расчет по постоянному току.
Каскады между собой могут быть включены различными способами. Первый из этих способов – это гальваническая связь между каскадами, такой способ имеет ряд достоинств и недостатков. Достоинства заключаются в следующих факторах: экономия тока питания, улучшенная АЧХ, особенно в области нижних частот, и малые габариты, но такому методу включения каскадов присущ один недостаток – напряжения источника питания может не хватить. Выход из такой ситуации может быть следующим – использование разделительных конденсаторов, это в свою очередь приводит к ухудшению АЧХ в области низких частот, соответственно габариты схемы тоже вырастут, не только из-за разделительных конденсаторов, но из-за базового делителя напряжений.
В нашем случае, при трех каскадах усиления и источнике питания Е 0
= -24 В, целесообразно использовать гальваническую связь между каскадами, т.к. источник питания достаточно.
В этой схеме делителем напряжения для последующего каскада служит предыдущий каскад. Все изменения режима предыдущего транзистора вызывают изменения в режимах последующих транзисторов. Поэтому в схеме рис. 3.1 особенна важна стабилизация первого транзистора. Для подачи напряжения на базу первого транзистора использован резистор R б2
.
При выборе режимов транзисторов каскадов предварительного усиления следует иметь в виду, что предыдущий (S –1) каскад должен обеспечивать требуемый уровень сигнала на входе последующего (S) каскада. Учитывая потери сигнала в межкаскадных цепях, постоянный ток коллектора транзистора (S-1) каскада можно принять:
Постоянное напряжение коллектор – эмиттер рекомендуется выбирать, соблюдая неравенство:
Рекомендуемые границы выбора режима работы транзисторов предварительных каскадов:
1 мА £ I k
£ 15 мА; 2 В £ U кэ
£ 5 В.
В расчетах полагаем эмиттерный ток равным I к
, пренебрегая током базы ввиду его малости.
При использовании в усилителе кремниевых транзисторов значения напряжений база эмиттер можно принять равными:
Таким образом, зададимся величинами токов и напряжений: I k3
= 16 мА, U кэ2
= -15 В, U бэ1…3
= -0,7 В.
I k1
³ 0,1I k2
; 0,1·I k1
= 0,1·16 = 1,6 мА; I k1
= 14 мА; из условия 3.1; U кэ1
= -3 В;
Составим контурные уравнения по закону напряжений Кирхгофа:
E 0
= U кэ2
+ U э2
; U э2
= -24 + 15 = -9в.
U э2
+ U б
э2
= U э1
+ U к
э1
; U э1
= -9 – 0,7 + 3 = -6,70 в.
U к1
= E 0
– U к
э1
– U э1
= -24 + 9,7 = -14,3 в.
U б1
= -U бэ1
- U э1
+ Е 0
= 0,7 + 6,7 – 24 = -16,6 в.
Зная все токи и напряжения, найдем значения сопротивлений резисторов:
R к1
= U k1
/I k1
= 14,3/14 = 1021,25 Ом.
R э1
= U э1
/I э1
= 6,7/14 =478,6 Ом.
R э2
= U э2
/I э2
= 9/14 = 562,5 Ом.
Изобразим схему, показав все напряжения и токи:
Зная все номинальные значения резисторов, приведем их к паспортным данным по ГОСТу, и изобразим их в виде таблицы вместе с токами и напряжениями. И далее по расчетной части будем использовать только резисторы по ГОСТу.
Данные по ГОСТу следует брать по следующим критериям:
Номинальные значения сопротивлений резисторов и сопротивлений конденсаторов, выпускаемых в РФ и за рубежом, стандартизированы в соответствии с МЭК и СЭВ.
Они выбираются из определенных рядов чисел. В РФ из установленных согласно стандарту СЭВ 1076-78 и ГОСТ 10318-74 чаще всего используются ряды Е 6, Е 12, Е 24. Цифры после буквы Е указывают число номинальных значений в каждом десятичном интервале. Приведенные в рядах числа могут быть продолжены путем умножения или деления этих чисел на 10 n
, где n – целое число.
4. Расчет коэффициента усиления и параметров АЧХ.
Целью расчета является определение коэффициента усиления усилителя без ОС (рис. 2.2) для области средних частот К, а так же частот полюсов передаточной функции К – цепи.
Для расчетов необходимо К – цепь разбить на каскады, каждый на которых включает один усилительный элемент и межкаскадные цепи. В рабочем диапазоне частот удобно каскадом усиления (S) считать цепь по рис. 4.1. Для такой цепи коэффициент усиления по напряжению на средних частотах:
Здесь для каскада предварительного усиления:
Для выходного каскада R HS
º R HN
º R H
(2.13).
h 11
= 95,57143 Ом. для первого транзистора. Рассчитывается по формуле: ;
Определим коэффициент усиления каждого каскада по формуле (4.1):
таким образом, получаем оставшийся коэффициент:
Теперь необходимо найти общий коэффициент усиления К – цепи, который определяется произведением всех коэффициентов усиления каскадов по следующей формуле:
Зная общий коэффициент усиления К – цепи, найдем запас по усилению по следующей формуле:
a н
=K(1+R 1
/R вх
F
)/[K F
F(1 + R 1
/R вх
)]; (4.4).
Где R вх
= h 11
,1
/n` 2
= 95,57143/( 0,91) 2
= 114,6857. Таким образом, получаем запас по усилению: а н
= 7291,4·(1 + 150/150)/[60·50(1+150/114,7)] » 2,1.
Зная запас по усилению, делаем вывод, что нет необходимости вводить местную обратную связь в один из каскадов, так как 1,2 £ а н
£ 3.
Рассчитаем частоту полюсов передаточной функции К – цепи, определяющих ЛАХ в области верхних частот, ведется на основе П- образной эквивалентной схемы транзистора. Частота полюса:
С 0
= С б
`э
+ (1+S i
R н
)С к
; (4.9).
R эк
= r б
`э
(R Г
+ r` б
)/(R Г
+ r` б
+ r б`э
); (4.10). R н
из (4.2).
В нашем случае при непосредственной связи каскадов R Б1
S
и R Б2
S
следует принять равными ¥; для первого каскада R Г1
= R Г1 опт
.
В качестве примера приведем расчет частоты среза первого каскада, а для остальных каскадов приведем таблицу.
C 0
= 6,95·10 -11
– (1 + 0,53·98,1) 9·10 -9
= 1,743·10 -10
Ф.
R эк
= 70,6·( 125 + 25)/(25 + 125 + 70,6) = 48 Ом.
f p
= 1/(2·3,14·1,02·10 -10
·159,44) = 20 454 276,454 Гц.
Если частоты лежат полюсов лежат в пределах рабочего диапазона частот, то на частоте f в
усиление К – цепи снижается, и необходимо проверить: достаточно ли этого усиления для обеспечения заданного значения K F
при требуемой (2.16; 2.22) глубине ОС. Должно выполняться не равенство:
Здесь под знак суммы подставляются только частоты полюсов тех каскадов, у которых: f pS
< f в
.
* - знак «е» означает степень, то есть число«е»степень = число·10 степень
; так называемая экспоненциальная форма числа.
Одним из важных требований, предъявляемых к усилителю в рабочем диапазоне частот, является согласование усилителя с источником сигнала и (или) внешней нагрузкой, обеспечение стабильности заданных величин входного R вх
F
и выходного R вых
F
сопротивлений усилителя. Выполнение этого требования в значительной степени определяется величиной, реализуемой в усилителе общей ОС.
Последовательная отрицательная ОС увеличивает входное сопротивление, а параллельная уменьшает его. Тогда при глубокой ОС входное сопротивление окажется слишком большим или малым и, к тому же, зависящим от К
.
При глубокой ОС входное и выходное сопротивления определяются только пассивными входной и выходной цепями и не зависят от параметров цепи усиления. Это свойство глубокой комбинированной ОС используются при построении усилителя для получения заданного входного и выходного сопротивлений.
На выбор структурной схемы влияют следующие факторы: структура цепи, в которой создается фазовый сдвиг (четное или нечетное число каскадов с общим эмиттером в цепи усиления); величина К
F
; необходимое значение F; простота и технологичность схемы усилителя.
Первый из указанных четырех факторов требует пояснения. Для обеспечения отрицательной обратной связи в петле ОС создается начальный фазовый сдвиг, равный 180 0
. Поворот фазы на 180 0
можно делать в любой из цепей, входящих в петлю ОС. В цепи усиления начальный фазовый сдвиг создается за счет нечетного числа каскадов с общим эмиттером.
При повороте фазы по входной или выходной цепи следует обратить внимание на то, что цепи параллельной и последовательной ОС здесь разделены. Это приводит к необходимости согласовано изменять фазу сигнала для обоих видов ОС. Для параллельной ОС начальный фазовый сдвиг создается за счет встречного включения сопротивления в цепь ОС, а для последовательной ОС – за счет включения балансного сопротивления в эмиттерную цепь выходного транзистора. Такие схемы получили название схем с эмиттерной комбинированной ОС. Схемы с повтором фазы в цепи ОС в настоящие время не применяются.
В схеме (рис.5.1) параллельная обратная связь создается за счет дополнительных обмоток m`, m`` входного и выходного трансформаторов. Последовательная ОС на входе создается с помощью R` б
, а на выходе - за счет R`` б
. Поворота фазы в входной и выходной цепях не создается, начальный фазовый сдвиг обеспечивается в цепи усиления при нечетном числе каскадов с общим эмиттером. Отношение коэффициентов трансформации между обмоткой Ос и основной обмоткой m`/n` - m``/n`` рекомендуется выбирать равными – 0,1…0,5.
Формулы для расчета параметров приведены ниже. Значения R ,,
г
и R ,
г
используются для расчета элементов цепи ОС.
Для удобства расчета таких комбинированных схем параметры входных и выходных цепей в табл. № п.5.1 приведены отдельно в виде отношений k 1
/B 1
и k 2
/B 2
.
Параметры выбранных цепей должны удовлетворять следующему неравенству, гарантирующему реализуемость элементов цепи:
В 0
= (К 1
/В 1
)·( К 2
/В 2
)/К F
£0.5; (5.4).
Сопротивления R`` б
и R`` Г
определяются по формулам для R` б
и R` Г
, в которых все величины отмечаются двумя штрихами, а R вх
F
заменяются на R вых
F
.
Рассчитаем элементы с одним штрихом:
m` = 0,5·n` = 0,5· 0,91 = 0,456; R` б
= 0,91· 0,456·150 = 62,5Ом;
R` Г
= 0,456(0,91 - 0,456)·150 = 31,25 Ом; К 1
/В 1
= 0,91 - 0,456 = 0,46;
К 2
/В 2
= (31,25 + 150)/(2· 0,5· 31,25) = 5,8;…
Эти и значения параметров с двумя штрихами для удобства приведем в виде таблице:
При выбранных входных и выходных цепях коэффициент усиления усилителя К F
определяется величиной вносимого затухания цепи ОС a 0
= 1/В 0
. Для расчета элементов цепи ОС достаточно знать В 0
, R` Г
, R`` Г
и выбрать схему четырехполюсника этой цепи. В рабочем диапазоне Цепь ОС должна иметь постоянный коэффициент передачи с малой величиной неравномерности частотной характеристики. Поэтому для построение цепи ОС используется резисторы.
Рассчитаем затухание а 0
= 1/0,0441 = 22,66438169, и зная R` Г
= 31,25 Ом; R`` Г
= 150 Ом; выбираем цепь обратной связи, при следующих условиях: а 0
> 10, R` Г
соизмерим с R`` Г
.
Произвольно разделим на две части для упрощения схемы и элементов продольных и поперечных ветвей. а 0
= 22,66 = 5,7·4; Þ а 1
= 5,7; а 2
= 4;
R 1
= R 3
= R` Г
·R`` Г
[(a 1
– 1)·( R` Г
+ R`` Г
)] = 31,25·150/((5,7-1)(150+31,25)) = 11,0851 Ом.
Зная номинальные значения резисторов в цепи ОС, необходимо придать значения по ГОСТу, для этого приведем таблицу (процесс выбора резисторов и конденсаторов по ГОСТу описан выше в п.3.2):
Кроме резисторов в цепи ОС приходится устанавливать дополнительные конденсаторы. Разделительные конденсаторы (С р
) необходимые для разделения цепей постоянного входа и выхода усилителя между собой и общим проводом. Конденсаторы (С а
) позволяют сделать обход цепи ОС на частотах значительно, превосходящих верхнюю частоту рабочего диапазона f в
- их называют конденсаторами высокочастотного обхода. Эти конденсаторы уменьшают фазу передачи по петле ОС и способствуют обеспечению глубокой ОС. Покажем полную схему четырехполюсника цепи ОС с разделительными и блокировочными конденсаторами.
Таким образом изобразим окончательный вид схемы отрицательной обратно связи
6. Расчет и построение характеристик передачи по петле ОС.
Максимально допустимое значение глубины ОС А max
(дБ) = 20lgF max
ограниченная условиями устойчивости. В соответствии с критерием Найквиста при проектировании усилителей пользуются достаточным условием, которое заключается в ограничении фазы передачи по петле ОС: arg T
(f) должен иметь меньше 180 0
на тех частотах, где T ³ I.
Чтобы гарантировать устойчивость усилителя с учетом технологических разбросов параметров радиоэлементов, введены запасы устойчивости по модулю х дБ и по фазе j возвратного отношения. Условие устойчивости при этом определяется системой двух неравенств:
Если 20lgT + x > 0 дБ, то |arg T
+ j| £ 180 0
.
Наибольшая глубина ОС достигается при формировании ЛАХ(f) и соответственно ФЧХ arg T
(f) по Боде.
В рабочем диапазоне частот, где ЛАХ = const, допустимый фазовый сдвиг определяется относительным запасом по фазе у = j/180 0
, который должен соблюдаться до той частоты, начиная с которой будет обеспечен запас устойчивости по Модулю. Поэтому на f > f в
ФЧХ должна представлять собой линию постоянной фазы на уровне arg T
(f)=-180 0
(1 - y) =
= const. Для минимально-фазовых цепей величина допустимого фазового сдвига однозначно определяет оптимальный наклон ЛАХ Т(f) идеального среза по Боде на f > f в
, который составит в пределе –12(1 - у) 6 дБ/окт. Причем, линия постоянного наклона, продолжена в рабочий диапазон частот, достигает уровня А МАХ
на частоте f в
/2.
На частотах f > f c
положение ЛАХ Т(f) определяется асимптотами частотных характеристик каскадов усиления. Поэтому этот участок носит название асимптоты ЛАХ Т(f).
В диапазоне частот f a
…f c
20lgT(f) = -x дБ, что соответствует запасу устойчивости по модулю. Этот участок характеристики Боде называется ступенькой. Ступенька формируется для того, чтобы в диапазоне частот f £ f d
скомпенсировать дополнительный суммарный фазовый сдвиг, который слагается из фазового сдвига асимптоты, неминимально-фазового сдвига транзисторов и сдвига фазы из-за конечного времени распространения сигнала в петле ОС. Аналитический расчет перечисленных составляющих сложен и значительно увеличит объем курсового проекта. Поэтому предлагается длину ступеньки выбрать ориентировочно порядка 1,5…3 октав [f c
/f d
» 3…8].
Дальнейшие нарастание фазового сдвига arg T
(f) на асимптотических частотах (в соответствии с наклоном ЛАХ на f > f c
– N6 дБ/окт) до предельной величины -N·90 0
не нарушает устойчивости, так как на частотах f > f d
уже обеспечен запас устойчивости
Допустимая из условий устойчивости глубина ОС зависти от запасов устойчивости, наклона асимптоты и ее удаленности от верхней частоты рабочего диапазона, т.е. частоты f T
ср
, а так же от потерь в пассивной части на асимптотических частотах.
Запасы устойчивости.
Увеличение запасов устойчивости приводит к снижению значения глубины ОС.
Запас устойчивости по фазе влияет на наклон характеристики идеального среза и ширину ступеньки с увеличением У наклон характеристики и частота fd становится меньше.
Для усилителей многоканальной связи считаются достаточными следующие запасы устойчивости:
По фазе j = 30 0
– 45 0
(У = 1/6…1/4);
По модулю возвратного отношения х = 6…10дБ.
Наклон асимптоты.
– определяется числом каскадов, так как при проектировании усилителей с глубокой близкой к максимально возможной ОС, принимают специальные меры, чтобы элементы пассивной части не создавали дополнительного наклона ЛАХ T(f).
Частота единичного усиления
f T cp
.
Это частота на которой коэффициент передачи активной цепи становится равным 1(0 дБ). Величина f T cp
зависит от выбранных транзисторов. При увеличении f T cp
область асимптоты и ступеньки ЛАХ Т(f) сдвигаются в сторону более высоких частот, а допустимая глубина ОС увеличивается.
Потери в пассивной части на асимптотических частотах. Частота f T cp
является частотой единичного усиления передачи по петле ОС только в том случае, если на этой частоте передача через пассивные петли В Т
=В 2
·В 0
·В 1
= I. В реальных условиях пассивные цепи вносят затухание и асимптота ЛАХ Т(f) на частоте f T cp
происходит ниже на величину А Т
(дБ) = -20lgВ т
(рис. 6.1).
Чтобы увеличить допустимую глубину ОС, необходимо максимизировать передачу сигнала по петле ОС на асимптотических частотах за счет снижения потерь в пассивной части петли ОС А Т
. При уменьшении А Т
(рис. 6.1) асимптота и область ступеньки ЛАХ Т(f) оптимального среза сдвинется в сторону более высоких частот, а А max
увеличится. Для уменьшения асимптотических потерь параллельно цепям пассивной части включают конденсаторы высокочастотного обхода С а
, как показано на ри. 6.2 для схемы усилителя с комбинированной ОС, рассмотренных в п. 5.1.
Емкость этих конденсаторов выбирается таким образом, чтобы если они не оказывали заметного влияния в рабочем диапазоне частот. Для этого сопротивление на верхней частоте рабочего диапазона усилителя должно быть еще значительно больше, чем R цепи, параллельной которой включен конденсатор, т.е.
Емкости конденсаторов, включенных параллельно обмоткам входного или выходного трансформаторов, следует рассчитывать относительно R Г1 опт
или R HN
соответственно, величины которых определяются на этапе эскизного расчета, а С а3
– относительно соответствующего сопротивления цепи ОС.
На асимптотических частотах пассивная часть петли ОС будет представлять емкостной делитель с постоянным коэффициентом передачи. Тогда вносимое затухание цепи ОС на этих частотах А Т
определяется следующим уравнением:
Где С 1
= С RN
+ C M
, причем С М
= 1…10 пФ – емкость монтажа в выходной цепи транзистора.
С а
= (1/С а1
+ 1/ С а3
+1/С б
` э
) -1
; (6.3).
Влиянием С а2
на А Т
при расчете можно пренебречь, на практике А Т
уточняется экспериментально.
Произведем вычисления для первого каскада:
Зададимся С м
» 2,5 пФ; R Н2
= 937,5 Ом; R Г1 опт
= 125 Ом; f в
= 280000 Гц; R ОС
= 34 Ом; С к2
= 25 пФ;
0,1/(2
·
0,28
·
p
·
125) = =4,55E-10
Зная номинальные значения емкостей конденсаторов, приведем таблицу значений емкостей конденсаторов по ГОСТу, исходя из следующего принципа, значение по ГОСТу должно соответствовать номинальному с точностью до 20%.
1.
Построение некорректированной ЛАХ Т(
f).
Некорректированная характеристика на средних частотах рабочего диапазона (верхняя граница на рис.6.1) определяется разностью коэффициентов усиления усилителей при выключенной и включенной ОС:
20lgT » 20lgF = 20lgK – 20logK F
(1 + R 1
/R вх
)/ (1 + R 1
/R вх
F
); (6.5).
20lg15793,4 – 20lg60·(1+150/114,7)/(1 + 150/150) = 46,07483 дБ.
Для определения ЛАХ T(f) во всем контролируемом диапазоне частот следует продолжить построение этой характеристики до соединения с асимптотой, увеличивая, ее наклон на 6 дБ/окт на частотах полюсов (соответственно Р 1
, Р 2
). Если К – цепь содержит четное и общая ОС строится по схеме рис.5.1, то выходной транзистор оказывается включенным в петлю ОС по схеме ОК, частотные свойства которой значительно лучше, чем схемы ОЭ. Это свойство следует учесть при построении некорректированной ЛАХ T(f), принимая частоту полюса выходного каскада ориентировочно равной f p2
» (0,6…0,8)f T2
.
2. Проводится линия уровня минимально требуемой глубины ОС 20lgF min
= 20lgF, определенный в п.2.3.
3. Проводится асимптота с наклоном -N·6 дБ/окт через точку с координатами:
(f т ср
, -А Т
, дб) = (547 722 557,51; 4,75 дБ);.
4. На асимптоте, на уровне выбранного запаса устойчивости по модулю х = -10 дБ отмечается точка пересечения асимптоты со ступенькой, определяющая частоту конца ступеньки f c
.
5. По частоте f c
находится частота начала ступеньки f d
из условия ориентировочной длины ступеньки 1,5…3 октавы (f d
» f c
/(3…8)). Между частотами f d
и f c
вычерчивается ступенька на уровне – х = -10 дБ.
6. От начала ступеньки (на частоте f d
) проводится луч с наклоном –12(1 – у) дБ/окт до частоты f В
/2 и ордината конца луча определяет уровень А мах
в рабочем диапазоне частот.
7. Более точно ширина ступеньки и значение А мах
могут быть расчитаны по формулам :
f c
= f Т ср
·10 0,05(х – Ат)/
N
= 1 833 737 934,55 Гц.
f d
= 2(1 – у)360 0
/(p 2
a z
) 2
;
Здесь a z
= a a
+ a н
+ a п
, где a a
, a н
, a п
– коэффициенты линейного фазового сдвига асимптоты, нелинейной фазы транзисторов и петли ОС. Они определяются соответственно положением асимптоты, параметрами транзисторов и конструкцией усилителя.
Где l = 10 см длина петли ОС в см, С = 3·10 10
см/с – скорость распространения электромагнитных колебаний, e i
– диэлектрическая проницаемость материала платы.
8. Вычерчиваем постоянное значение уровня А мах
до частоты f В
линия А мах
соединяется с линией оптимального наклона в диапазоне частот f В
… 2 f В
плавной как пказано на рис.6.1.
7. Составление принципиальной схемы.
При составлении полной принципиальной схемы усилителя необходимо наиболее рационально скомпоновать и соединить между собой функциональные узлы усилителя (К – цепь, входную и выходную цепи, цепь ОС), схемы которых были рассчитаны в предыдущих разделах.
Блокировочные конденсаторы в эмиттерных цепях транзисторов С э
, устраняющие местную ОС по сигналу, рассчитываются из условия пренебрежимо малого сопротивления по сигналу вплоть до нижней частоты рабочего диапазона:
С э
³ (3…5)(h 21
R э
+ R Г
+ h 11
)(pf H
R Э
)(R Г
+ h 11
).
Таким образом, найдем С Э
для первого каскада:
Значение емкостей конденсаторов уже подобранны по ГОСТу.
Структурная схема усилителя с одноканальной ОС
Выбор транзисторов и расчет режима работы.
Расчет необходимого значения глубины
Определение числа каскадов усилителя и выбор транзисторов предварительных каскадов
Проверка выполнения условий стабильности коэффициента усиления.
Выбор схемы цепи усиления и расчет по постоянному току
Расчет каскадов усилителя по постоянному току
Расчет коэффициента усиления и параметров АЧХ
Расчет пассивных узлов структурной схемы усилителя
Выбор и расчет входных и выходных цепей
Расчет и построение характеристик передачи по петле ОС
Факторы влияющие на максимально допустимую глубину ОС
Название: Усилитель многоканальной системы передачи
Раздел: Рефераты по радиоэлектронике
Тип: реферат
Добавлен 16:27:59 26 июля 2005 Похожие работы
Просмотров: 719
Комментариев: 22
Оценило: 5 человек
Средний балл: 5
Оценка: неизвестно Скачать
Срочная помощь учащимся в написании различных работ. Бесплатные корректировки! Круглосуточная поддержка! Узнай стоимость твоей работы на сайте 64362.ru
Если Вам нужна помощь с учебными работами, ну или будет нужна в будущем (курсовая, дипломная, отчет по практике, контрольная, РГР, решение задач, онлайн-помощь на экзамене или "любая другая" учебная работа...) - обращайтесь: https://clck.ru/P8YFs - (просто скопируйте этот адрес и вставьте в браузер) Сделаем все качественно и в самые короткие сроки + бесплатные доработки до самой сдачи/защиты! Предоставим все необходимые гарантии.
Привет студентам) если возникают трудности с любой работой (от реферата и контрольных до диплома), можете обратиться на FAST-REFERAT.RU , я там обычно заказываю, все качественно и в срок) в любом случае попробуйте, за спрос денег не берут)
Да, но только в случае крайней необходимости.
Реферат: Усилитель многоканальной системы передачи
Курсовая Тяговый Расчет Трактора Скачать
Русь Великая Сочинение
Сочинение: Объективная обусловленность восприятия звукосимволичных слов языка и связь фонетической формы слова с его семантическим содержанием и денотатом
Реферат: Покушение на Александра II (революционеры-народовольцы). Скачать бесплатно и без регистрации
Реферат: Гук биография. Скачать бесплатно и без регистрации
Кәсіби Этика Реферат
Реферат На Тему Понятие Малого Бизнеса И Особенности Его Развития
Реферат по теме Женский подвиг на войне
Реферат по теме Вред и польза химии
Курсовая работа: Русская Правда - кодекс феодального права Киевской Руси
Реферат по теме Иконопочитание и иконоборство
Сочинение Про Грозу 10 Класс
Реферат по теме Проектирование как самостоятельная сфера культуры
Реферат по теме Возможности пакета MultiVision v.4.5. на уроках химии
Сочинение По Литературе По Рассказу
Сочинение Почему Дубровский Младший Стал Разбойником
Реферат На Тему Санитарные Требования Общественного Питания
Реферат: Вільний ринок
Сочинение По Литературе Мечта
Благодарность Родителям Сочинение
Реферат: Информационный рынок
Реферат: Экологическое воспитание детей в начальной школе
Доклад: Живопись на Руси