Разработка передатчика личной связи диапазона 27 МГц. Курсовая работа (т). Информатика, ВТ, телекоммуникации.
👉🏻👉🏻👉🏻 ВСЯ ИНФОРМАЦИЯ ДОСТУПНА ЗДЕСЬ ЖМИТЕ 👈🏻👈🏻👈🏻
Вы можете узнать стоимость помощи в написании студенческой работы.
Помощь в написании работы, которую точно примут!
Похожие работы на - Разработка передатчика личной связи диапазона 27 МГц
Скачать Скачать документ
Информация о работе Информация о работе
Нужна качественная работа без плагиата?
Не нашел материал для своей работы?
Поможем написать качественную работу Без плагиата!
Спроектировать радиопередатчик для личной связи,
с параметрами:
диапазон рабочих частот - 27,150…27,270 МГц;
нагрузка - антенна штыревая несимметричная (по
выбору).
В настоящее время активно развиваются средства
радиосвязи, предназначенные для повседневного общения как в служебных целях,
так и быту. Такая связь называется личной. Наиболее распространенным видом
личной радиосвязи является сотовая связь. Однако у нее есть существенные
недостатки. Во-первых, это зависимость сотовой связи от наличия поблизости
базовых станций, во-вторых, малый радиус действия сотовых телефонов,
ограниченный пределами прямой видимости, в-третьем, достаточно высокая
стоимость 1 минуты разговора.
По этой причине параллельно развиваются другие
варианты личной связи, альтернативные сотовой. Одним из таких вариантов
является [Головин О.В., Чистяков Н.И., Шварц В., Хардон А.И. Радиосвязь / Под
ред. О.В. Головина. - М.: Горячая линия - телеком, 2001. - 288с.] связь в
диапазоне ДКМВ, в котором для этих целей выделен интервал частот в окрестности
27 МГц (SSB- диапазон). Основные достоинства SSB- связи заключаются в
следующем:
на этих частотах, которые близко примыкают к
диапазону ОВЧ, слабо проявляются атмосферные и промышленные помехи, которые
весьма существенны на более низких частотах;
дальность связи между двумя абонентами при
работе земной волной может достигать 200÷300 км
без использования ретрансляторов при небольшой мощности передатчиков (порядка
нескольких ватт);
на указанных дальностях не оказывают влияния
ионосферные волны, действие которых приводит к явлению замирания, являющимся
серьезной проблемой в дальней ДКМВ - связи;
технические средства для организации SSB- связи
значительно проще, чем в сотовой связи, что приводит к невысокой стоимости SSB-
связи (фактически она определяется только стоимостью абонентских радиостанций).
Высокая надежность и экономичность этого вида
личной связи привлекает к нему все больше внимания пользователей. В связи с
этим тема настоящего курсового проекта, в котором производится разработка
передатчика личной связи диапазона 27 МГц, является актуальной.
В пояснительной записке к проекту на основании
технического задания и существующих нормативов составлен комплекс технических
требований на передатчик, построена его структурная схема, произведен
электрический расчет ряда каскадов, определены важнейшие характеристики
передатчика (промышленный КПД, надежность), разработаны принципиальная
электрическая схема и конструкция передатчика.
Технические требования на передатчики личной
связи определяются согласно перечню типовых характеристик радиостанций
диапазона 27 МГц (приложение № 1 к решению ГКРЧ России от 29.08.94). В
соответствии с данным приложением предъявляем к проектируемому передатчику
следующие требования:
2.
класс излучения (однополосная модуляция с подавленной несущей) -
3.
мощность, подводимая к антенне, Вт -
4.
допустимое отклонение мощности при изменении напряжения питания, дБ, не более
-
5.
неравномерность амплитудно-частотной модуляционной характеристики, дБ, не
более -
6.
уровень несущей и второй боковой полосы передатчика для класса J3E, дБ, не
более -
8.
частотный разнос между соседними каналами, кГц-
10.
ширина полосы частот излучения передатчика на уровне -30 дБ, кГц, не более -
11.
отклонение частоты передатчика от номинального значения, кГц, не более: - для
класса излучений J3E -
12.
уровень побочных излучений передатчика, дБ, не более -
13.
входное сопротивление антенны - определяется расчетным путем по параметрам
антенны (п.3);
14.
источник питания - аккумуляторная батарея с номинальным значением ЭДС 12,6 В
(-10%, +15%) или стационарный источник питания с номинальным значением ЭДС 12
В. В передатчике должна быть предусмотрена защита от неправильного
подключения полярности электропитания;
15.
обрыв или короткое замыкание в антенно-фидерном тракте не должны приводить к
повреждению передатчика при его работе;
16.
по требованию к разборчивости речи передатчик должен удовлетворять ГОСТ
16600-72 (Передача речи по трактам радиотелефонной связи. Требования к
разборчивости речи и методы артикуляционных измерений);
17.
в передатчике должно быть предусмотрено устройство, предотвращающее
перегрузку ВЧ тракта (ограничитель, компрессор);
18.
передатчик должен соответствовать требованиям по устойчивости к механическим
и климатическим воздействиям, установленным ГОСТ 16019-78 (Радиостанции
сухопутной подвижной службы. Требования по устойчивости к механическим и
климатическим воздействиям и методы испытаний);
19.
наработка на отказ передатчика не менее 2000 часов;
20.
масса передатчика с источником питания должна быть не более 1,5 кг.
2. Расчет входного сопротивления
антенны
Расчет входного сопротивления штыревой антенны
производим согласно методике, изложенной в [1].
Диапазон частот передатчика 27,15…27,27 МГц.
находим, что заданному диапазону частот
соответствует диапазон длин волн 11,05…11,001 м.Выберем длину антенны равной ¼
длины
волны, т.е. lА=2,762 м.Как видно из значений длин волн, длина антенны меньше
длины волны передатчика(lА<λ), поэтому
расчет входного сопротивления будем производить по формулам:
антенна передатчик усилитель питание
Волновое сопротивление антенны определяется по
формуле:
а - радиус вибратора. Из соображений жесткости
антенны выбираем радиус вибратора а=30 мм.
Расчет остальных параметров произведем в
программе Mathcad 15. Получим:
В выходной колебательной системе необходимо
применить «удлиняющую» катушку с целью компенсации емкостной составляющей
входного сопротивления антенны.
3. Построение структурной схемы
передатчика
Для получения однополосной модуляции (ОМ) можно
применить [2] три способа:
Выбираем фильтровой способ получения
однополосной модуляции в передатчике, исходя из того, что он наиболее прост в
технической реализации и позволяет достичь необходимого качества однополосной
модуляции.
В передатчике применим схему формирования ОМ с
двукратным преобразованием частоты. Это позволит обеспечить заданный уровень
подавления несущей и второй боковой полосы. В качестве фильтра, на первом этапе
преобразования, применим электромеханический фильтр (ЭМФ).
После первого балансного модулятора спектр
сообщения переместится с диапазона частот 0,3…2,7 кГц на частоты верхней
боковой полосы 500,3…502,7 кГц и нижней боковой полосы 497,3…499,7 кГц. При
помощи ЭМФ частоту под несущей 500 кГц и нижнюю боковую полосу подавляем.
Балансная схема позволят подавлять несущую на 20…30 дБ. На второй балансный
модулятор поступит только одна боковая полоса, сигналом которой будет
модулировано несущее колебание. После второго балансного модулятора боковые
полосы частот будут разделены полосой частот 1000,6 кГц. Это позволит выделить
одну полосу частот (верхнюю) с помощью обычного LC - контура в составе
резонансного усилителя.
Согласно техническому заданию, передатчик будет
работать на четырех фиксированных частотах, поэтому в качестве источника
несущей колебания применим кварцевый автогенератор со сменными кварцевыми
резонаторами. Кварцевый генератор позволит реализовать необходимую точность
установки и стабильность частот передатчика. В качестве генератора поднесущей
500 кГц также используем кварцевый автогенератор.
Для получения заданной мощности применим
классический каскадный метод усиления мощности. В качестве оконечного и
предоконечного усилителей можно применить однотактные транзисторные усилители,
так как мощность передатчика сравнительно мала.
Для подавления высших гармоник на выходе
передатчика, применим полосовой фильтр. Для согласования сопротивления антенны,
которое изменяется с переключением частоты, с выходным сопротивлением
полосового фильтра используем антенно-согласующее устройство. В составе него
должен быть элемент, компенсирующий емкостную составляющую входного
сопротивления антенны.
Исходя из вышеизложенного, рассчитаем основные
характеристики элементов структурной схемы.
В данном передатчике используется антенна,
имеющая небольшую емкостную составляющую входного сопротивленияXА. Применение
удлинительной катушки приведет к дополнительным потерям. Коэффициент полезного
действия антенно-согласующего устройства найдем с учетом потерь в удлинительной
катушке. Он не будет превышать значение [1]:
где QL - добротность удлиняющей катушки; в ДКМВ
диапазоне можно принять QL = 100;А= 17,835 Ом - активная составляющая входного
сопротивления антенны;А=-3,987 Ом - реактивная составляющая входного
сопротивления антенны.
hАСУ≤ 17,835/ (17,835+ /
100) = 0,998
Принимаем hАСУ= 0,99.
Полосовые фильтры ДКМВ диапазона обладают коэффициентом полезного действия (hПФ)в
пределах 0,7…0,9. Примем hПФ =0,8.
Для определения колебательной мощности,
отдаваемой транзистором оконечного усилителя, необходимо учесть потери во всей
выходной колебательной системе, т.е. в полосовых фильтрах и антенно-согласующем
устройстве. Мощность, отдаваемая антенной в окружающее пространство (РА),
задана равной 5 Вт. Определим мощность, отдаваемую транзистором оконечного
усилителя:
Рок =РА / (hАСУhПФ
) = 5 / (0,99·0,8) = 6,313 Вт.
Выберем транзистор, позволяющий получить такую
колебательную мощность. Для этого сравним несколько подходящих вариантов и
выберем [3,4] наиболее подходящий. Транзисторы и их основные параметры
представлены в таблице 1.
Таблица 1 - Транзисторы для оконечного усилителя
мощности и их основные параметры
Выбор типа транзистора производится по следующим
техническим характеристикам:
Коэффициент передачи по мощности ориентировочно
определим [5] по следующему выражению:
Из условия устойчивости выходного
каскада, значение этого коэффициента не должно превышать 40…50.
Кр - коэффициент передачи по
мощности в проектируемом усилителе;- рабочая частота;к -значение напряжения
коллекторного питания транзистора в проектируемом усилителе (с учетом потерь на
элементах цепи питания примем Eк= 0,98Еп);- требуемая выходная мощность
усилителя;
Кр1,f1, Ек1, Р1 - значения,
полученные в результате эксперимента (справочные данные).
Из рассмотренных транзисторов
наиболее подходящим является транзистор 2Т921А, обладающий на рабочей частоте
коэффициентом усиления по мощности
На вход оконечного усилителя
необходимо подать мощность:
Коэффициент полезного действия
согласующей цепи предоконечного каскада находится в пределах 0,6…0,8, поэтому
примем hпк = 0,75.
Находим выходную мощность
транзистора предоконечного усилителя (Рпк) с учетом потерь в согласующей цепи:
Выберем транзистор, позволяющий
получить такую колебательную мощность. Для этого сравним несколько вариантов и
выберем [3,4] наиболее подходящий (таблица 2).
Коэффициент усиления по мощности
ориентировочно определим по формуле (1). Значение этого коэффициента для
устойчивой работы не должно превышать 40…50.
Таблица 2 - Транзисторы для
предоконечного усилителя мощности и их основные параметры
Из вышерассмотренных транзисторов наиболее
подходящими являются транзистор 2Т951В, обладающий высоким коэффициентом
усиления при небольшой выходной мощности, и транзистор КТ903А, который при
пониженной выходной мощности позволяет получить достаточно большое усиление.
Как показывает анализ справочных данных [4], у транзистора 2Т951В большое
значение сопротивления насыщения rнасВЧ=10Ом. При невысоком напряжении
коллекторного питания на этом транзисторе затруднительно будет получить
критический режим с высокими энергетическими показателями. Поэтому для
предоконечного каскада выбираем транзистор КТ903А. Рассчитанное ориентировочное
значение его коэффициента усиления по мощности
отвечает условию устойчивой работы
(Кр<40…50).
На вход предоконечного каскада необходимо подать
мощность:
Такую мощность можно получить с
резонансного усилителя, включенного после второго балансного модулятора. Этот
усилитель сделаем переключаемым по частоте в соответствии с частотами каналов.
На второй балансный модулятор подается
сигнал с кварцевого автогенератора (КАГ), частота которого переключается в
соответствии с рабочими частотами каналов (на 500 кГц меньше них). Зададимся
выходной мощностью КАГ Р = 0,5 мВт.
Для кварцевого автогенератора на частоту
поднесущей500 кГц выберем транзистор ГТ311.
Предварительный вариант структурной схемы
передатчика представлен на рисунке 1. Окончательно структурная схема будет
составлена после электрического расчета всех каскадов.
Расчет производится с использованием параметров
транзистора 2Т921А, взятых из справочников [3,4].
Параметры идеализированных статических
характеристик:
нас, (rнас ВЧ), (Ом) -1,2 (3,4);У.Э.(кОм) >
0,2;
Э0 - 10…80, (принимаем среднее значение
h21Э0=40).
Высокочастотные параметры:Т, (МГц) - 90…300
(принимаем fТ=200 МГц);
СК,(пФ),(при ЕК,В) - 40…50, (20) (принимаем
СК=45пФ);
СЭ,(пФ), (при ЕЭ,В) - 300…450, (3) (принимаем
СЭ=375пФ);
tК, (пс), (при ЕК, В) - <22,(10);Э ≈
0;Э, (нГн) - 3;Б, (нГн) - 3,5;К, (нГн) - 3,5;
Допустимые параметры:КЭ.ДОП, (UКЭ.ИМП), (В) -
65, (80);БЭ.ДОП, (В) - 4;К0.ДОП, (IК.MAX.ДОП), (А) - 3,5, (4,7);Б0.ДОП,
(IБ.MAX.ДОП), (А) - 1;
диапазон рабочих частот (длин волн) - КВ ÷
УКВ;
Тепловые:П.ДОП, (0С) - 150;ПК, (0С/Вт) - 6.
При усилении однополосных колебаний необходимо
обеспечить главное требование - линейную модуляционную характеристику, то есть
линейную зависимость амплитуды первой гармоники коллекторного тока Iк1 от
амплитуды тока базы Iб. С этой целью выбираем режим работы транзистора
недонапряженный (близкий к критическому в пиковом режиме) и угол отсечки
коллекторного тока q=90°.
Электрический расчет режима работы транзистора
состоит из двух этапов - расчета коллекторной цепи и расчета входной цепи.
4.1 Расчет коллекторной цепи
транзистора
Произведем расчет коллекторной цепи транзистора
в максимальном (пиковом) режиме согласно методике [4,5].
Определим амплитуду первой гармоники напряжения
на коллекторе в критическом режиме Uк1 кр.:
где: Ек =11,76 В - постоянное
напряжение на коллекторе транзистора с учетом потерь на элементах фильтра -
заданная величина;нас = 1,2 Ом - сопротивление насыщения коллекторной цепи
транзистора;
Р1ном = Р1max =6,313 Вт- номинальная
выходная мощность в пиковом режиме, полученная из расчета структурной схемы;
a1(q) =0,5 - коэффициент
разложения косинусоидального импульса с углом отсечки q=90°;
Для линейности модуляционной
характеристикижелательно чтобы режим работы транзистора в пиковом режиме был
недонапряженный(с некоторым запасом):
С учетом этого определим значения остальных
характеристик транзисторного усилителя в максимальном режиме.
Максимальное напряжение на коллекторе (с учетом
запаса) определим по формуле:
к maxmax =Ек+(1,2…1,3)Uк1 max£Uк
доп,
где Uк.доп =65 В - максимально допустимое
значение постоянного напряжения на коллекторном переходе.
к maxmax =11,76 + 1,2· 7,5=20,76 В.
Как показывает расчет, максимальное значение
напряжения на коллекторном переходе значительно меньше допустимого значения,
что говорит о возможности использования данного транзистора в качестве
активного элемента выходного усилителя.
Определим амплитуду первой гармоники
коллекторного токапо формуле:
к1 max =2Р1 ном / Uк1 max,к1 max =2·6,313 / 7,5=
1,683 А.
Определим постоянную составляющую коллекторного
токапри угле отсечки коллекторного тока q<180° по формуле:
к0 max = Iк1 max·a0(q)
/a1(q)
£Iк0доп,
где:a0(q)
=0,319 - коэффициент разложения косинусоидального импульса с углом отсечки q=
90°;к0доп = 3,5 А - максимально допустимый постоянный ток коллектора.
Определим максимальный ток коллектора по
формуле:
где: Iк доп =4,7 А - максимально допустимый ток
коллектора (в импульсе).
Как следует из расчетных данных, полученные
значение постоянного и импульсного токов коллектора меньше допустимых значений,
что говорит о возможности использования данного транзистора в качестве
активного элемента выходного усилителя.
Определим максимальную мощность, потребляемую от
источника коллекторного питания по формуле:
Р0 max= Р0 ном=11,76 · 1,074=12,631 Вт.
Определим коэффициент полезного действия
коллекторной цепи при номинальной нагрузке:
Определим мощность, рассеиваемую на коллекторе
транзистора:
Определим номинальное эквивалентное
сопротивление коллекторной нагрузки:
эк ном=U2к1 max/2Р1 max,эк
ном=7.52/2·6,313=4,455 Ом.
При найденном значении Rэк ном=4,455 Ом уточним
характеристики выходного усилителя.
Рассчитаем амплитуду первой гармоники напряжения
на коллекторе транзистора по формуле:
Как следует из расчета, значение
амплитуды коллекторного напряжения в максимальном режиме совпадает с
амплитудой, полученной ранее. На основании этого уточнение других рассчитанных
характеристик не требуется.
Рассчитаем [5] среднее значения
мощностей и КПД выходного усилителя в предпосылке, что в процессе усиления
однополосных колебаний сохраняется постоянный угол отсечки коллекторного тока q=90° и обеспечивается
линейная модуляционная характеристика Iк0(Uвх) и Iк1(Uвх) на всем интервале
изменения амплитуды входного сигнала Uвх (от нуля до максимального значения):
где: и - средние значения, соответственно,
относительной амплитуды группового
входного сигнала и квадрата амплитуды группового сигнала. Значение и зависят от
вида усиливаемого группового сигнала. При усилении сигналов аналоговой
телефонии и одноканальной работе (один телефонный канал в групповом тракте)
статические значения этих параметров равны [5]:
4.2 Расчет входной цепи транзистора
Используемая [4,5] методика
справедлива для схемы включения транзистора с общим эмиттером на частотах до
(0,5…0,8)fт. Выбранный ранее транзистор 2Т921А обладает граничной частотой
fТ=200 МГц и применяется на частоте, близкой к 27 МГц. Эта частота лежит в
указанных пределах.
. Чтобы исключить перекос импульсов
коллекторного тока, установим шунтирующий резистор Rд между базой и эмиттером
транзистора по радиочастоте. Определим значение сопротивления резистора Rд по
формуле:
где: h21Э0 = 40 - статический
коэффициент передачи тока базы в схеме с общим эмиттером;Т = 200 МГц - частота
единичного усиления транзистора по току в схеме с общим эмиттером;
СЭ = 375 пФ - барьерная емкость
эмиттерного перехода при ЕЭ=3В;У.Э. = 0,3кОм - эквивалентное сопротивление
утечки эмиттерного перехода.
2. Определим амплитуду тока базыдля крайних
частот рабочего диапазона:
g1(q) = 0,5 - коэффициент
разложения косинусоидального импульса при q=90,
Rэк = 4,455 Ом - эквивалентное сопротивление коллекторной нагрузки.
Как следует из расчета, величину
амплитуды тока базы можно считать во всем диапазоне рабочих частот постоянной и
равной Iб=0,523А.
. Определим максимальное значение
обратного напряжения на эмиттерном переходе:
где Uбэ.доп = 4 В - предельно
допустимое обратное напряжение на эмиттерном переходе; Еотс - напряжение
отсечки транзистора в соответствии с идеализированными статическими
характеристиками (для кремниевых n-p-n транзисторов Еотс≈0,7В).
Как следует из расчета, величина
обратного напряжения на эмиттерном переходе превышает допустимое значение,
следовательно необходимо уменьшить величину шунтирующего сопротивления Rд.
Снизим величину сопротивления Rд до
47 Ом,
Величина обратного напряжения на эмиттерном
переходе не превышает допустимое значение, следовательно, примем Rд = 47 Ом.
. Определим постоянные составляющие базового и
эмиттерного тока по следующим общеизвестным формулам:
б0=Iк0/h21Э0;э0=Iк0+ Iб0б0 = 1,074/40 = 0,027
А;э0 = 1,074+0,027 = 1,101 А.
. Определим значения параметров эквивалентной
схемы входной цепи транзистора (Lвх.оэ, rвх.оэ, Rвх.оэ, Свх.оэ), включенного по
схеме с общим эмиттером (рисунок 3):
Рисунок 2 - Эквивалентная схема входной цепи
транзистора, включенного с общим эмиттером
вх.оэ = Lб + Lэ/c,б = 3,5нГн,
Lэ = 3 нГн - индуктивности выводов эмиттера и базы;
.
б - сопротивление в базовой цепи в эквивалентной схеме транзистора, , где -
постоянная времени коллекторного прехода; Ска = (0,2…0,3)Ск ≈ 10пФ;
Ск = 45пФ - барьерная емкость
коллекторного перехода при Ек=20В;
э≈0 - сопротивление в цепи
эмиттера в эквивалентной схеме данного транзистора равно нулю.
вх.оэ = 3,5·10-9+3·10-9/1,086 =
6,164нГн;
. Определим резистивную и реактивную
составляющие входного сопротивления транзистора (Zвх= Rвх+jХвх):
В результате расчета входного
сопротивления получено отрицательное значение его реактивной составляющей, что
свидетельствует о емкостном характере этого сопротивления.
. Определим мощность, подводимую к
транзистору:
. Определим коэффициент усиления
транзистора по мощности:
Коэффициент усиления выходного
каскада по мощности в результате электрического расчета оказался меньше
значения, определенного при составлении структурной схемы. Следовательно
необходимо внести коррективы в эту структурную схему, увеличив мощность,
снимаемую с предоконечного усилителя, с 0,514 Вт до 0,799 Вт.
. Построим схему смещения на базу
транзистора выходного усилителя.
На практике наибольшее
распространение получили схемы, в которых внешнее смещение на базу
обеспечивается от источника коллекторного питания. Выберем схему,
представленную на рисунке 2, которая может обеспечивать, в отличие от других,
постоянное значение угла отсечки q=90°,
что требуется при усилении ОМ колебаний. Это достигается за счет
комбинированного смещения: внешнего от источника коллекторного питания и
автоматического - за счет протекания постоянной составляющей тока базы по
сопротивлению Rд и сопротивлению R2 базового делителя. В данной схеме при
R1>>R2сопротивление автосмещения Rавт= Rд+ R2.
Рисунок 3 - Схема питания базовой
цепи транзистора
Определим значение сопротивления
резистора R2 по формуле:
где - коэффициент разложения
косинусоидального импульса при q
= 90 [4];
. Определим значение сопротивления
резистора R1базового делителя:
где Еотс- напряжение отсечки. Для
кремниевых n-p-n транзисторов Еотс ≈ 0,7В.
Выберем по справочнику [6] из ряда
Е24стандартных номиналов резисторов следующие значения сопротивлений R1, R2 и
Rд:
. Определим величину емкости
блокировочногоконденсатора в цепи питания на рисунке 2.Автосмещение должно быть
безынерционным, чтобы следить за изменением огибающей ОМ сигнала. Поэтому
накладывается ограничение сверху на емкость Сбл:
где Fв = 2700 Гц - верхняя частота звукового
сигнала.
Выберем[6] номинал из ряда Е6Сбл=1,5
мкФ. Конденсатор возьмем керамический типа К10-17.
В дальнейшем при выборе номиналов
сопротивлений резисторов, емкостей конденсаторов, и их типов будем также
использовать справочник [6] без ссылки на него.
5. Расчет выходной колебательной
системы
Определим необходимое затухание фильтра:
где: адоп - допустимый уровень высших гармоник в
нагрузке передатчика;
агn - относительный уровень высших гармоник тока
на выходе генератора (транзистора выходного каскада); в однотактном генераторе
асу - дополнительное затухание,
вносимое согласующим устройством с антенной;- номер высшей гармоники, ближайшей
у первой, которую следует подавить; в однотактных каскадах n=2.
Согласно техническим требованиям
адоп= -40дБ. Принимаем асу= -5 дБ.
θ=90°; α2(90°) = 0,212; α1(90°) = 0,5
аф2 ≥ 40дБ - 7,543дБ - 5дБ =
27,547дБ.
Определим оптимальное число
реактивных элементов (порядок фильтра) по формуле:
опт=(0,05…0,1)
аф2;опт=(0,05…0,1)·29=2…3,
Таким образом, согласующая цепь
будет иметь вид П-цепочки, представленный на рисунке 4.
На рисунке обозначено:=Rэк ном =
4,455 Ом - номинальное сопротивление нагрузки коллекторной цепи транзистора
выходного усилителя;=17,835 Ом - активная составляющая сопротивления антенны;
Поскольку рабочий диапазон частот
передатчика очень узкий, выходной фильтр рассчитаем как П-образную цепь связи,
работающую на фиксированной частоте, равной средней частоте диапазона
передатчика f = 27,21 МГц.
Модули реактивных сопротивлений
емкостей и реактивные сопротивления индуктивностей, представленных на рисунке
4, определим по формулам [4]:
где R0 - вспомогательное
сопротивление для расчета (R0R2. Реактивные элементы в ней рассчитываются
по формулам
Индуктивность Lудл определим из
условия .
Выберем R'=20 Ом. Произведем расчет
Г-цепи, Lудл., а так же вновь расчет П-цепи, заменив в расчетных формулах для
П-цепи R2→R'.
Заменим L2 и Lудл. общей катушкой
индуктивности:
При новом расчете элементов П-цепи
необходимо выбрать R0 0,08 (принимаем RУ.Э.=0,8кОм);Э0 - 15…70,
(принимаем среднее значение h21Э0=42).
Высокочастотные параметры:Т, (МГц)
> 120 (принимаем fТ=120 МГц);
СК,(пФ),(при ЕК,В) - 50…180,(30)
(принимаем СК=120пФ);
СЭ,(пФ), - 400;Э ≈ 0;Б, (Ом)-
2;Э, (нГн) - 5;Б, (нГн) - 5;К, (нГн) - 5;
Допустимые параметры:КЭ.ДОП, (В) -
60;БЭ.ДОП, (В) - 4;К0.ДОП,(А) - 3;
диапазон рабочих частот (волн) - КВ;
Тепловые:П.ДОП, (0С) - 150;ПК,
(0С/Вт) - 3,33.
Расчет режима предоконечного каскада
производится по тем же формулам, что и выходного усилителя. В связи с этим
приводятся только результаты расчета.
Похожие работы на - Разработка передатчика личной связи диапазона 27 МГц Курсовая работа (т). Информатика, ВТ, телекоммуникации.
Дипломная работа по теме Кризисы в жизненном цикле семьи и особенности ненормативных стрессов, связанных с болезнью ребенка
Контрольная Работа По Алгебре 8 Класс Ткачева
Реферат: Сколько стоят российские бренды
Города Герои Российской Федерации Реферат По Обж
Дипломная работа: Правовое регулирование деятельности федеральной миграционной службы России
Принципы Государственного Управления Курсовая
Автомобили Эксплуатационные Свойства Курсовое Проектирование Камаз 5460
Реферат по теме Применение аутогенной тренировки в уголовно-исполнительной системе
Курсовая работа по теме Разработка технических условий и сертификация творожной запеканки 'Нежность'
Дипломная работа по теме Влияние микроконцентраций гербицида "Раундап" на совершенствование проростков озимого тритикале в лабораторном эксперименте
Курсовая работа: Оценка и отбор животных по происхождению и их значение в селекции
Курсовая работа по теме Развитие оценочной самостоятельности у младших школьников в учебной деятельности
Дипломная работа: Теореми Чеви і Менелая та їх застосування
Контрольная Работа На Тему Пищеварительная Система. Органы Ротовой Полости
Этапы социальной адаптации
Реферат: The Irish Question (Ирландский вопрос)
Помогите Написать Сочинение Рассуждение На Тему
Сочинение По Картинке Летом Картина Пластова
Отчет По Практике На Предприятии В Бухгалтерии
Курсовая работа: Ценообразование на рынке недвижимости
Реферат: Исследование спектров немодулированных и модулированных колебаний и сигналов
Реферат: Методические рекомендации по изучению темы необходимо, прежде всего, уяснить, чем обусловлено двухстороннее построение баланса экономической классификацией хозяйственных средств.
Курсовая работа: Несанкционированный доступ к данным