Разработка блока управления контактором - Коммуникации, связь, цифровые приборы и радиоэлектроника дипломная работа

Разработка функциональной и принципиальной схемы контактора. Расчет силовой части устройства: выбор варистора и диодного моста, фильтровых конденсаторов. Расчет параметров силового диода и расчет тепловой загрузки. Источник питания системы управления.


посмотреть текст работы


скачать работу можно здесь


полная информация о работе


весь список подобных работ


Нужна помощь с учёбой? Наши эксперты готовы помочь!
Нажимая на кнопку, вы соглашаетесь с
политикой обработки персональных данных

Студенты, аспиранты, молодые ученые, использующие базу знаний в своей учебе и работе, будут вам очень благодарны.

Целью данной работы является разработка блока управления контактором предназначенного для работы в сетях как постоянного, так и переменного тока.
Для работы вакуумных контакторов необходимо электрическое устройство, позволяющее включать (замыкать) электромагнитную систему контактора при подаче напряжения питания. Для расширения номенклатуры выпускаемых контакторов было принято решение о разработке универсального блока управления контактором, который работает как от сети постоянного тока, так и от сети переменного тока.
Данный блок управления контактором должен обеспечивать режимы работы электромагнитного привода необходимые для работы вакуумных контакторов, такие как, режим форсировки от момента включения до момента полного замыкания магнитной системы и режим сброса мощности.
Режим сброса мощности позволяет снизить энергопотребление контактора в режиме удержания по отношению к пусковому режиму и тем самым облегчить тепловой режим работы катушек.
В качестве основы схемотехнического решения была принята схема широтно-импульсного регулирования с микропроцессорным управлением. Такая схема имеет следующие преимущества:
обеспечение широкого диапазона бесступенчатого регулирования в режиме сброса мощности;
работа, как при постоянном, так и переменном входном напряжении;
возможность программной адаптации под применение в новых разработках контакторов;
поддержание заданного тока в катушках с высокой точностью.
1. Описание способов управления контактором
Для работы вакуумных контакторов необходимо обеспечить два режима работы электромагнитного привода: режим форсировки от момента включения до момента полного замыкания магнитной системы и режим сброса мощности. Ранее функцию сброса мощности в электромагнитных системах контактора реализовывали с помощью включения балластного резистора, переключением на пониженное напряжение питания, переключением катушек из параллельного включения в последовательное и однополупериодным выпрямлением тока удержания, далее использовали фазовое регулирование.
На рис. 1.1. показана схема сброса мощности на катушках контактора при помощи балластного резистора. Такая схема имеет очень низкий КПД, большая часть мощности рассеивается в виде тепла на балластном резисторе. Отсутствует регулирование сброса мощности в зависимости от входного напряжения.
Рис. 1.1 - Схема с подключением балластного резистора: СУ - система управления; L1 и L2 - катушки контактора; R - балластный резистор
контактор варистор диод конденсатор
1.1 Переключение катушек из п оследовательного в параллельное
Переключение катушек контактора из параллельного соединения в последовательное дает только четырехкратный сброс мощности в режиме удержания, что недостаточно для обеспечения теплового режима катушек контактора. Требуются два силовых ключа. Схема приведена на рис. 1.2.
Рис. 1.2 - Схема с переключением катушек параллельно-последовательно
При добавлении в эту схему балластного резистора, для обеспечения необходимого коэффициента сброса мощности, КПД такой схемы не превышает 50%.
1.2 Управление по принципу широтно-импульсной модуляции (ШИМ)
Суть ШИМ управления состоит в изменении длительности импульсов при неизменной частоте или изменении частоты при неизменной длительности импульса. Ключом необходимо управлять таким образом, чтобы на выходе преобразователя, т.е. на входе электромагнитной системы контактора, поддерживать требуемую величину тока. Недостатки ШИМ заключаются в том, что такой преобразователь создает высокочастотные помехи в питающей сети.
Преобразователь построенный на таком принципе управления может поддерживать необходимый ток в катушках контактора в широком диапазоне входных напряжений, практически не зависит от формы входного напряжения, что дает высокую помехозащищенность, обеспечивает низкий уровень акустического шума контактора, т.к. частота ШИМ находиться за пределами слышимого диапазона (Рис. 1.3).
В данной разработке решено использовать схему управления с ШИМ.
2. Разработка функциональной и принципиальной схемы устройства
Цель работы: является необходимость создания устройства управления катушками магнитной системы разрабатываемых контакторов на переменное и постоянное напряжение управления 24В и 48В.
В состав БУК должны входить следующие функциональные блоки:
- выпрямитель. Преобразует переменный ток на входе в постоянный ток на выходе.
- регулятор. Преобразует поступающее напряжение с выпрямителя в напряжение с необходимыми параметрами для управления магнитной системой контактора.
- схема управления. Выполняет функции управления БУК во всех режимах работы.
БУК должен обеспечить следующие режимы работы магнитной системы контактора:
- режим форсажа, на катушки электромагнитов подается выпрямленное, не регулируемое сетевое напряжение. Время форсажа 200мс±25мс. Токи протекающие в обмотках магнитной системы представлены в табл.1. Включение контактора (переход в режим форсажа) может происходить не чаще одного раза в 3сек.
- режим удержания, на катушки подается напряжение удержания (ток удержания) в соответствии с табл.1.
- режим ограничения минимального напряжения, при входном напряжении меньше минимально необходимого (напряжение ограничения табл.1) с катушек магнитной системы снимается напряжение удержания (отключение контактора). Последующее включение контактора (режим форсажа) возможно только в случае снижения входного напряжения меньше 2В в течение времени необходимого для сброса внутренних схем БУК, но не более 1сек.
Частота переменного напряжения - 50Гц.
Индуктив-ность магнитной системы, Гн
Режимы работы БУК и переходы из режима в режим представлены на рис. 2.1.

Рис. 2.1 - Режимы работы БУК и переходы из режима в режим
Uном. - Номинальное напряжение питания;
Uуд. - Напряжение удержания магнитной системы;
Температура окружающей среды -50єС +55єС
Массогабаритные показатели - минимальные.
Функциональная схема блока управления контактором
На основании ТЗ необходимо разработать функциональную схему устройства, которая должна включать выпрямитель, регулятор на силовом транзисторе. Для управления регулятором принято использовать контроллер, который рассчитывает необходимую длительность ШИМ импульсов, а также выполняет ряд функций, по отслеживанию напряжения ограничения, и отсчета времени форсажа. Для питания и контроллера и драйвера силового транзистора необходим импульсный источник питания, работающий в широком диапазоне входных напряжений. Для отслеживания величины входного напряжения необходим датчик напряжения, передающий информацию на АЦП контроллера. На основании этих требований разработана функциональная схема представленная на рис. 2.2.
Рис. 2.2 - Функциональная схема БУК
2.2 Электрическая схема блока управления контактором
На основании блок схемы была разработана принципиальная электрическая схема блока управления контактором рис. 2.3.
Рис. 2.3 - Схема принципиальная блока управления контактором
Силовая схема состоит из выпрямительного диодного моста VD1, полевого транзистора с изолированным затвором VT1 и диода VD2, служащего для протекания тока катушек контактора в момент закрытия транзистора VT1. Также диод обеспечивает отсутствие высоковольтных выбросов при закрытии ключа, т.к. ток в катушках не прерывается. Для снижения высокочастотных пульсаций потребляемого тока после выпрямителя стоят конденсаторы С1-С7. На входе силовой схемы стоит варистор RV1, защищающий силовую схему и схему управления от перенапряжений в сети.
Драйвер служит для управления затвором транзистора VT1. Он реализован на микросхеме DD1.
Источник питания строится на импульсном DC-DC преобразователе типа SEPIC (single ended primary inductance converter), т.к этот преобразователь позволяет работать с входными напряжениями и выше и ниже выходного. Реализован на ИС преобразователя напряжения DA2. Для питания контроллера DD2 используется линейный стабилизатор DA1.
Датчик представляет собой резистивный делитель (резисторы R1-R3, конденсатор С9), напряжение с которого поступает на АЦП микроконтроллера DD2. Конденсатор C9 осуществляет фильтрацию сигнала DC от высокочастотных помех.
Микроконтроллер управляет транзисторным ключом силовой схемы. Осуществляет расчёт скважности импульсов управления транзистором на основе вычисленного среднего значения напряжения с датчика напряжения сети. Длительность времени форсажа, напряжение отключения также определяются микроконтроллером.
3. Расчет силовой части устройства
Существует необходимость защиты БУК от кратковременных всплесков напряжения питающих, цепей. Для этих целей в блоке установлен варистор, представляющий из себя нелинейный резистор, сопротивление которого резко изменяется под действием приложенного напряжения. При достижении на варисторе импульса определенного напряжения, он снижает свое сопротивление, при этом гасит возникшее перенапряжение.
Варистор выбираем, по классификационному напряжению, которое должно быть больше амплитудного напряжения питания:
Максимальный ток варистора и абсорбируемая энергия, выбирается наибольшей для данного конструктивна варистора.
Был выбран варистор S20K75 Фирмы EPCOS со следующими параметрами:
Классификационное напряжение: 120В.
Максимальный импульсный ток 6500А (за время 8/20мкс).
Максимальная средняя рассеиваемая мощность:1Вт.
Диодный мост выбирается как дискретный компонент, по основным его параметрам - максимальному обратному напряжению и среднему выпрямленному току.
Средний ток диодного моста определяется максимальным током в режиме форсажа.
Максимальное обратное напряжение диодного моста определяется напряжением защиты варистора, равным 200В.
В качестве диодного моста был выбран мост GBPC3506 со следующими параметрами:
Максимальное обратное напряжение: 600В.
3. 2 Выбор фильтровых конденсаторов
Фильтровые конденсаторы С1-С7 предназначены для обеспечения импульсными токами силовой части блока. Вследствие того, что питающая сеть имеет приведенную индуктивность, и омическое сопротивление в питающей сети при прохождении больших импульсных токов, возникнут помехи. Для обеспечения импульсными токами необходимо выбрать керамические или пленочные конденсаторы, которые имеют низкий импеданс на данной частоте.
В данном блоке вследствие ограниченности габаритов используются конденсаторы для планарного монтажа, с номинальным напряжением, превышающим защитное напряжение варистора.
Выберем керамические конденсаторы фирмы MURATA [14] GRM55DR72E105KW01L типоразмера 2220, со следующими характеристиками:
3. 3 Расчет параметров с илового транзистора
В качестве силового ключа выбираем МДП-транзистор, т.к. он имеет оптимальную стоимость и быстродействие.
Транзистор выбирается по максимальному напряжению, которое может ограничить варистор. Из параметров варистора:
Ток проходящий через силовой ключ в режиме форсажа будет определять токовые характеристики транзистора.
Мощность потерь транзистора зависит от сопротивления канала и от времени
Нарастания фронта напряжения затвора, частоты переключения, поэтому из всех возможных транзисторов ищем транзистор с минимальным сопротивлением канала, и временем нарастания фронта.
Выбираем транзистор STP50NF25 со следующими характеристиками:
tr=20ns(Uds=125В, I=22A, R=4.7Ом, Ugs=10В)
ГдеUdss-максимальное напряжение сток-исток
Rds(on)-сопротивление канала транзистора
Ids-максимальный ток стока транзистора
Ugs-максимальное напряжение сток затвор
tr-время нарастания фронта на затворе (при конкретных условиях)
Rthjс-тепловое сопротивление перехода кристал-корпус
Rthjа-тепловое сопротивление перехода кристал-окружающая среда
Остальные параметры можно посмотреть в приложении *Х.
3 . 4 Выбор и расчет элементов блока драйвера
Драйвер - это устройство, которое стоит между контроллером управления и силовым прибором. Это промежуточное устройство поэтому оно рассматривается как самостоятельное звено.
Основные функции драйвера в нашей схеме:
а) сформировать по мощности сигнал управления силовым прибором;
б) сформировать заданную скорость нарастания тока в управляющем электроде силового прибора, она должна быть большой или заданной;
Выберем необходимый драйвер для управления силовым ключом:
Драйвер должен обеспечивать необходимый импульсный ток в цепи затвора для быстрого заряда входной емкости и напряжения достаточного для вывода транзистора в режим насыщения.
Находим амплитудный ток затвора исходя из максимального времени заряда затвора и заряда затвора для включения и выключения транзистора.
Воспользуемся формулой изложенной в [2]:
Найдем необходимую среднюю мощность, рассеиваемую драйвером[2]:
Т.к драйвер принимает сигналы от контроллера, необходимо выбрать драйвер, который совместим с логическими уровнями (сигналами) контроллера.
Выбираем драйвер фирмы International Rectifier IR4428.
Максимальное время нарастания фронта импульса: 35нС
Рассчитываем необходимый импеданс драйвера, при напряжении питания драйвера 12В:
Выберем чип резистор с номиналом 8.2 Ом, из ряда Е12.
Найдем скважность прохождения тока через резистор:
Мощность, рассеивающаяся на резисторе R4:
Выберем чип резистор c рассеиваемой мощностью: 0.125Вт
Вследствие того, что у проводников на плате присутствует паразитная индуктивность, фронт сигнала может заваливаться и драйвер может не выдать достаточный импульс тока. Для этих целей установлен конденсатор С8, который обеспечивает импульсными токами драйвер DD1.
Выберем керамический конденсатор MURATA GRM31CR71C475K с типоразмером 1206 , его характеристики:
3 . 5 Расчет тепловой загрузки силового транзистора
Для расчета радиатора необходимо задаться температурой перехода силового транзистора, температурой окружающей среды, тепловые сопротивления указаны в параметрах транзистора.
Тогда сопротивление канала необходимо пересчитать для данной температуры:
Где коэффициент k определяется по графику Rds norm(Tj) ( рис.3.1)
Найдем необходимую мощность рассеивания транзистора, с учетом того, что контактор непрерывно включается и выключается с минимальным временем, определенным в ТЗ.
График рассеяния мощности во времени на силовом ключе приведен на рис. 3.2.
Рис. 3.2 - Временные характеристики мощности, выделяемые в транзисторе
Найдем среднюю мощность в режиме форсажа. Для этого найдем скважность его работы на периоде минимального переключения.
Мощность в режиме форсажа определяется:
Средняя мощность на периоде переключения:
Найдем среднюю мощность, выделяемую в транзисторе в режиме удержания. Для этого найдем скважность его работы на периоде минимального переключения.
Найдем динамические потери по формуле
Для расчета статических потерь воспользуемся скважностью ШИМа. Т.к. среднее напряжение на катушках при токе в 4.8А, будет 4.3В, рассчитаем скважность:
Найдем средние потери в режиме удержания, которые складываются из статических и динамических потерь:
Найдем сумму потерь на периоде переключения, сложим потери при форсаже и режиме удержания.
Рассчитаем температуру перехода транзистора при такой выделяющейся мощности
Температура превышает предельно допустимое значение для кремния, поэтому необходимо использовать радиатор.
Рассчитаем необходимую величину теплового сопротивления радиатора.
Выразим из основной формулы для расчета температуры кристалла, тепловое сопротивление поверхность радиатора - окружающая среда.
Тепловое сопротивление перехода корпус-охладитель при наличии теплопроводящей смазки.[1]
Выберем радиатор SK42-25S c тепловым сопротивлением , предназначенный для вертикального монтажа на плату, совместим корпусом транзистора T0-220.
3 . 6 Расч ет параметр ов силового диода и расчет тепловой загрузки
Диод VD2 служит для замыкания через себя тока катушки во время выключения силового ключа.
Напряжение пробоя этого диода должно быть больше напряжения защиты варистора.
Ток, протекающий через диод во время выключенного силового ключа будет определяющим для нахождения среднего тока этого диода.
В нашем случае необходим быстродействующий диод с малым падением напряжения в открытом состоянии и минимальным временем обратного восстановления. Под эти условия подходит диод шотки.
Выберем диод MBR4025, со следующими характеристиками:
,,-соответствующие тепловые сопротивления
Рассчитаем мощность рассеиваемую на диоде VD2, для этого воспользуемся графиком , изложенным в документации на прибор (рис. 3.3).
Средний ток диода будем рассчитывать как средний ток катушек в режиме удержания:
При таком токе (см. рис.3.3) средняя мощность рассеяния будет составлять:
Найдем температуру кристалла диода:
Посчитанная температура кристалла, недопустима для кремниевого диода, необходимо установить его на радиатор и рассчитать тепловое сопротивление радиатора.
Выберем радиатор SK104-25 c тепловым сопротивлением , предназначенный для вертикального монтажа на плату, совместим корпусом транзистора T0-220.
4. Разработка системы управления
В современных условиях система управления строится на микроконтроллере. К микроконтроллеру не предъявляется жестких требований к скорости выполнения операций, а предъявляется требования по наличию встроенной периферии. Обязательным является наличие встроенного АЦП и ШИМ модуля, наличие SPI(serial programming interface) облегчит программирование программы во внутреннее ПЗУ. Желательным является планарное исполнение корпуса контроллера. Основной выбор контроллера среди многочисленных фирм и моделей контроллера является цена и доступность.
Этим целям удовлетворяют МК фирмы «Atmel» семейства AVR[7].
Выберем контроллер ATmega48 семейства AVR.
Характеристики представлены в приложении Х*.
4 .2 Расчет элементов системы управления
В систему управления включен резистивный делитель R1, R3 и конденсатор С9 выполняющие функцию датчика напряжения.
Расчет резистивного делителя производим из соображений максимального напряжения получающегося при делении напряжения в высоковольтной цепи. Максимальное напряжение для АЦП определяется опорным напряжением, которое в нашей схеме равно питающему и равно 3,3В.
Зададимся током через делитель: 1mA.
Зададимся максимальным напряжением в цепи постоянного тока: 120 В.
Максимальное напряжение, подаваемое на АЦП: 3.3 В.
Минимальное измеряемое напряжение для 10 битного режима:
Найдем сопротивление всего делителя:
На сопротивлении R3 выделяется сигнал не превышающий 3.0В
Напряжение на делителе при входном его напряжении 5В:
Рассеиваемая мощность на каждом резисторе при входном напряжении делителя 150В:
Выберем чип резисторы c рассеиваемой мощностью: 0.125Вт
Типоразмера 1206, с допустимым напряжением 200В.
Выберем емкость С9, которую рассчитываем из необходимости снизить высокочастотные помехи в сигнальной цепи.
Найдем номинал емкости с помощью моделирования в программе PSPICE.
Рассмотрим R1,R3,C9 как фильтр низкой частоты, и подберем конденсатор таким образом, чтобы амплитуда выходного напряжения на частоте 100Гц отличалась от входной не более чем на 0,5%, для того чтобы процессор получал адекватные данные от сигнальной цепи.
В процессе моделирования была найдена необходимая емкость конденсатора 33нФ. С таким номиналом емкости амплитуда выходного сигнала уменьшилась на 0,15% на частоте 100Гц.
Используем керамический конденсатор фирмы MURATA: GRM15 типоразмера 0805, со следующими параметрами:
Данные емкости предназначены для защиты от высокочастотных помех и рекомендуются производителем.
Выберем конденсаторы фирмы MURATA: B37931K9104K0 с параметрами:
Выберем номинал резистора R2. Этот резистор необходим для подачи напряжения логической единицы на вход RESET процессора от источника питания. Внутри контроллера уже есть параллельный ему резистор, но он имеет большое сопротивление, в связи с чем есть большая вероятность пропустить наведенную помеху линии RESET на процессор.
Для уменьшения номенклатуры номиналов резисторов выберем резистор с сопротивлением 3.3кОм. Из-за низких токов утечки, рассеиваемая мощность будет незначительна.
Выберем чип резистор R2 c рассеиваемой мощностью: 0.125Вт
5. Источник питания системы управления
5 .1 Выбор преобразователя напряжения
По ТЗ, БУК он должен работать в широком диапазоне входных напряжений, вследствие и источник питания должен работать в широком диапазоне входных напряжений, которое в цепи постоянного тока будет составлять 5ч100В. Для питания системы управления необходим источник стабилизированного напряжения питающегося от напряжения широкого диапазона. Для этих целей целесообразно использовать импульсные DC-DC преобразователи типа fly back или SEPIC (single ended primary inductance converter), т.к. этот преобразователь позволяет работать с входными напряжениями и выше и ниже выходного.
Исходя из допустимого напряжения линейного стабилизатора контроллера и необходимого напряжения открывания силового ключа, а также допустимого напряжения драйвера, зададимся следующими параметрами:
Выходное напряжение преобразователя: 12±15%В.
Диапазон входных напряжений: 5-100В.
Пульсации выходного напряжения: 500мВ
5.2 ИС импульсного преобразователя напряжения
Для нашего случая необходима микросхема с высоковольтным силовым ключом и схемой запуска, для питания собственных схем управления.
В качестве ИС импульсного преобразователя используется микросхема DA2 DPA422G. Ее структура изображена на рис. 5.1.
Максимальное напряжения стока силового ключа:220В
Максимальный ток стока силового ключа:1.31A
“Мягкий” запуск и перезапуск, уменьшающие перегрузки.
Внешняя установка тока ограничения.
Внешняя установка допустимого уровня входного напряжения.
Возможность работы на одной из частот 300/400 кГц.
D-Drain: высоковольтный вывод - сток силового транзистора.
L-Line-sense: входной вывод для датчика перенапряжения, пониженного напряжения, с отключением нагрузки случае обнаружения на этом выходе критических напряжений.
X- EXTERNAL CURRENT LIMIT: вход для внешнего ограничения тока, либо удаленного включения, выключения контроллера.
F -FREQUENCY: вход задания частоты коммутаций. Если соединен с землей-400кГц, если соединен с выводом С -300кГц.
S -Source: сток силового транзистора соединяется с общей точкой преобразователя.
С-Control: вход обратной связи. Также используется для питания контроллера и для заряда конденсатора питающего контроллер.
Микросхема включает в себя (рис.5.1.) мощный высоковольтный транзистор VT2 и все необходимые цепи его управления. Это, прежде всего, задающий генератор G1, с трех выходов которого снимаются сигналы требуемой формы. Сигнал с выхода DMAX поступающий на вход элемента И-НЕ DD6, определяет максимально возможный коэффициент заполнения. Короткие импульсы с выхода CLOCK устанавливают триггер DD5 в единичное состояние, что включает (при отсутствии на двух верхних входах DD6 запрещающий сигналов) транзистор VT2.
В нормальном режиме работы сброс триггера происходит по сигналу рассогласования с выхода компаратора A3. На один из его входов поступает напряжение треугольной формы с выхода SAW генератора G1, на другой -- напряжение, пропорциональное превышению напряжения на управляющем входе С микросхемы уровня 5.8 В, что реализует широтно-импульсную модуляцию (ШИМ). Операционный усилитель А1. полевой транзистор VT1 и резисторы R1 и R2 обеспечивают стабильный нормированный коэффициент передачи сигнала превышения уровни 5.8 В на вход компаратора, а цепочка R3C1 совместно с внешними элементами цепи обратной связи -- устойчивость петли авторегулирования.
Остальные элементы микросхемы решают вспомогательные, но очень важные для надежной работы устройства задачи.
При повышении температуры кристалла микросхемы сверх допустимой, сигнал с выхода узла тепловой защиты А5 блокирует прохождение импульсов генератора G1 через элемент DD6, что запрещает включение транзистора VT2.
Компаратор А6 сравнивает падение напряжения на канале сток-исток включенного транзистора VT2 с максимально допустимой величиной, определяемой узлом установки тока ограничения А8. В результате, если ток через транзистор VT2 превысит заданный уровень, выходной сигнал компаратора А6 сбросит триггер DD5 и закроет транзистор. При нормальной работе преобразователя в момент включения транзистора VT2 возникает кратковременный импульс тока стока, вызванный восстановлением обратного сопротивлении одного из диодов во вторичной цепи преобразователя напряжения. При этом, хотя компаратор А6 срабатывает, это не приводит к сбросу триггера DD5 за счет кратковременного сигнала запрета, поступающего на вход элемента DD8 с выхода узла маскирования переднего фронта импульса А7.
Генератор тока А9 обеспечивает питание микросхемы в момент пуска.
При подаче питания, напряжение на конденсаторе подключенного к выводу С равно нулю, и он относительно медленно заряжается через генератор тока А9 и замкнутый ключ SW1 (рис. 5.1.), как это показано на диаграмме Uc (рис 5.2. , временной участок 1). Когда напряжение на конденсаторе достигает величины 5.8 В, компаратор А2 закрывает ключ SW1, и конденсатор начинает разряжаться на элементы микросхемы. Импульсы с генератора G1 поступают на затвор транзистора VT2 и преобразователь начинает работать в режиме плавного запуска. При этом коэффициент заполнения плавно увеличивается от нуля до максимума. Диаграмма UDS на (рис.5.2.) демонстрирует упрощенную форму напряжения сток-исток UDS ключевого транзистора микросхемы. Если напряжение на конденсаторе соответствует номинальному, амплитуда импульсов в цепи обратной связи достаточна для питания микросхемы по входу С, преобразователь выходит на рабочий режим. Работа микросхем происходит аналогично ранее описанному -- при отсутствии перегрузки замыкается цепь обратной связи. Элементы микросхемы, образующие широтно-импульсный модулятор, поддерживают коэффициент заполнения D на таком уровне, чтобы напряжение на входе С было близко к 5,8 В (большая часть участка 2).
Рис. 5.2 - Временные диаграммы работы ИС
Если во вторичной цепи есть короткое замыкание или перегрузка (конец участка 2 и участок 3), напряжение в ОС не достигнет необходимой величины, и конденсатор С1, разрядившись до напряжения 4.8 В (диаграмма UC на рис. 5.2.) переключит компаратор А2. Компаратор, в свою очередь, замкнет ключ SW1 и переключит счетчик DD1 в новое состояние, что запретит прохождение импульсов тактового генератора G1 через элементы DD6 и DD7 на затвор VT2. Напряжение на конденсаторе начнет снова повышаться. После семи циклов за ряда-разряда конденсатора счетчик DD1 вновь разрешит прохождение импульсов через DD6, и произойдет новая попытка запуска преобразователя. В таком режиме время работы преобразователя в 20 раз меньше периода попыток запуска, что предотвращает перегрев его элементов и делает безопасными короткие замыкания во вторичной цепи. Когда перегрузка будет снята, преобразователь выйдет на рабочий режим.
На графиках (рис. 5.2.) проиллюстрированы также процессы при снижении входного напряжения до недопустимого уровня (участок 4).
Для микросхемы DPA422 есть некоторые особенности при управлении ими по входам F, X и L, возможно одновременное управление током ограничения ILIMIT (вывод Х) и контроль за выходом напряжения питания за допустимые пределы (Вывод L).
Если выводы F, X и L соединить с выводом истока S, реализуется простейший трехвыводной режим с работой на частоте 400 кГц, если же вывод F соединить с управляющим входом микросхемы С, частота работы составит 300 кГц,
Особенности микросхем более полно реализуются при соответствующем подключении выводов X и L, управляющих режимом иx работы.
5 . 3 Принцип работы SEPIC преобразователя
SEPIC преобразователь строится на базе обыкновенного BOOST преобразователя напряжения с добавлением разделительного конденсатора Cp, устанавливаемого между L1 и D1 (рис.5.3.). Очевидно, что он блокирует постоянную составляющую напряжения между входом и выходом. Однако анод D1 должен быть подключён к определённому потенциалу. Для этого служит вторая индуктивность L2, через которую D1 соединяется с землёй.
Рассмотрим преобразователь с фиксированной частотой, работающий в режиме непрерывного тока для обоих индуктивных элементов. Диаграммы работы преобразователя предоставлены на рис.5.4.
Чтобы понять принцип работы преобразователя, рассмотрим сначала установившийся режим, при котором ключ разомкнут. Через конденсатор СР постоянный ток не течет. Напряжение на конденсаторе СР равно VIN, так как его левая обкладка подключена к источнику питания через L1, а правая -- к земле через L2.
В ходе фазы включения правый вывод L1 подключен к земле, и напряжение на L1 равно VIN. Левая обкладка конденсатора СР подключается на землю, а поскольку он уже заряжен до напряжения VIN, то на его правом выводе напряжение равно -- VIN. Так как нижний вывод элемента L2 заземлен, то L2 оказывается подключенным параллельно СР, и напряжение на его верхнем полюсе также равно -- VIN. Диод D1 находится в обратном включении и закрыт.
В этой фазе L1 заряжается от источника питания, a L2 -- от конденсатора СР. Поскольку диод D1 закрыт, энергия, запасенная в индуктивности, не идет ни на зарядку выходного конденсатора Соuт, ни в нагрузку. Таким образом, токи в обоих элементах индуктивности линейно возрастают.
В ходе фазы отключения, поскольку ток через индуктивность L1 не может измениться моментально, через правый вывод L1 течет прежний ток. При этом напряжение на этом выводе повышается, превышая входное напряжение VIN. Таким образом, потенциал левой обкладки конденсатора СР также становится выше VIN, а диод D1 переходит в открытое состояние. Это означает, что напряжение на правом выводе конденсатора СР, совпадающее с напряжением на верхнем выводе L2, является и выходным напряжением V0UT за вычетом незначительного падения напряжения на диоде. Кроме того, отметим, что напряжение между обкладками конденсатора СР равно VIN, и таким образом напряжение в точке между СР и L1 составляет VIN + VOUT.
Токи в элементах индуктивности L1 и L2 теперь заряжают выходной конденсатор Соuт и поддерживают ток нагрузки, линейно убывая.
Рис. 5.3 - Схема преобразователя SEPIC
Рис. 5.4 - Диаграммы работы преобразователя
5 . 4 Расчет элементов преобразователя
Предположим, что значения пульсаций токов и напряжений намного меньше значения постоянной составляющей. Для начала заметим, что в установившемся режиме падения напряжений на катушках L1
Разработка блока управления контактором дипломная работа. Коммуникации, связь, цифровые приборы и радиоэлектроника.
Контрольная работа по теме Особенности правового ограничения монополистической деятельности на товарных рынках
Реферат: The Computer And Its History Essay Research
Реферат по теме Клиническая картина рака поджелудочной железы
Реферат: The Impeachment Of Andrew Johnson Essay Research
Реферат: Оздоровче значення туризму Способи орієнтування на місцевості
Диагностика Вероятности Банкротства Курсовая
Доклад К Дипломной Работе Пример Образец
Курсовая работа: Тема дороги в творчестве Николая Рубцова
Курсовой Проект Образец Заключения
Реферат: Модели управления организацией
Контрольные Работы По Математике 1 Класс Петерсон
Как Воспитать Будущего Семьянина Эссе
Реферат: Рабовладение у восточных славян VIII-Х вв.
Реферат: Федеральные округа и новая региональная политика. Скачать бесплатно и без регистрации
Доклад по теме История первых процессоров и крупнейшие маркетинговые ошибки
Реферат по теме Стоит ли доверять маркетинговым исследованиям
Курсовая работа: Планирование мероприятий по повышению эффективности. Скачать бесплатно и без регистрации
Курсовая работа: Формування навчальних умінь та навичок
Основные направления демографической политики. Показатели демографической ситуации
Контрольная Работа На Тему Взаимосвязь Дисциплины "Деловое Общение" И Науки "Социальная Психология"
Роль государства в регулировании экспортно-импортных операций в продовольственной сфере - Государство и право курсовая работа
Роль федеральных налогов в формировании бюджетов разных уровней - Государство и право курсовая работа
Основы гражданского права - Государство и право презентация